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凹面の音響焦点範囲の形状と幾何学的位置の変化を研究することは客観的です。 球状超音波トランスデューサを使用します。 音の強度が高く、媒体の減衰が大きい場合には、物理音響学の観点から、音響焦点範囲に対する高音響強度によって引き起こされる非線形性と媒体減衰の影響が分析され、積分の線形重ね合わせアルゴリズムが数値シミュレーション計算の実行に使用されます。理論解析と数値計算の両方から、音の強度と媒体の減衰が増加すると、音響焦点ゾーンの幾何学的位置が音響軸に沿ってトランスデューサーの方向にミリメートルレベルで進むことが示されています。同時に、音響焦点ゾーンの形状は、対称的な長い楕円体から「太い頭と細い尾」を備えた短い楕円体に徐々に変化しました。
高い音響強度と中程度の減衰は、凹面球面トランスデューサーの音の焦点領域の位置と形状に重要な影響を与えます。 HIFU 機器の正確な位置決めと線量制御、検査基準の策定、さらには臨床応用についても十分に考慮する必要があります。
私の国は、高密度焦点式超音波（高密度焦点式超音波（HIFU）装置）の開発と臨床応用において目覚ましい進歩を遂げました。しかし、機器上で正確な位置決めと治療線量制御を真に実現し、臨床治療で周囲の正常組織を損傷することなく病変を効果的に死滅させるという理想的な効果を達成するには、深く研究して解決する必要がある理論的および技術的問題がまだ多くあります。生物組織におけるHIFUの損傷の形成に関する国内外の実験研究では、音の強度が増加するにつれて、焦点ゾーンの位置が前方に移動し、長い楕円体から「オタマジャクシ形状」または「円錐形」に徐々に変化することが示されています。近年、海外の文献では非線形音響波伝播方程式（KZK方程式）を数値的に解くことで上記現象を定性的に説明しているが、計算手順が複雑であり、計算過程における物理的関係も不明瞭である。このため、本論文では、凹面球面集束トランスデューサを例として、高音響強度下での媒体減衰と非線形伝播特性が音響焦点範囲に及ぼす影響を研究することによって問題を議論する。
私たちの以前の研究では、キルヒホッフ回折積分に基づいて、表面に均一な放射を持つ凹球面集束トランスデューサ (レイリー点とも呼ばれます) を備えた線形音場の条件下で、単一周波数音場の任意の点における音圧の式を導出しました。
非線形音響理論の分析から、トランスデューサの表面から媒質内に放射される単一周波数正弦波の音圧が十分に大きい場合、その音は「有限振幅波」と呼ばれ、媒質内を一定距離（不連続距離と呼ばれます）伝播します。 ) の場合、波形はノコギリ波に歪みますが、これは衝撃波とみなすこともできます。元の放射の基本周波数に加えて、この波の周波数スペクトルには一連の高調波も含まれています。これらは、音波の伝播中に基本波、つまり超音波医学における組織高調波からエネルギーを吸収し続けることによって徐々に生成されます。振幅係数を使用すると、高次高調波の伝播と伝播距離および伝播中のエネルギー変化の関係を説明できます。
ノコギリ波は距離を形成するため、伝播距離を反映する無次元量となります。これに基づいて、基本波と最初の 3 高調波の振幅係数曲線を計算しました。音波が媒質中を伝播するとき、音圧は距離とともに指数関数的に減衰し、それを形で表すことができます。一般的な軟組織の場合、減衰係数 TM は周波数にほぼ比例します。計算を簡略化するために、本稿では各高調波成分の減衰係数を次のように表します。 ここで、αは生体組織内の単位距離あたりの基本周波数音波の音響減衰系です。
これには、組織の吸音と散乱が含まれる必要があります。上記 2 つの要素 (非線形性と減衰) を考慮した後、集束音場の音圧の表現は次の形式に拡張できます。 は各高調波の波数です。この式は、レイリー積分の線形重ね合わせアルゴリズムと呼ばれるものです。
結果：
1 音響焦点範囲に対する媒体減衰の影響。この論文で使用される単位凹面球面トランスデューサーのパラメーターは、曲率半径 R = 15 cm、開口半径 a = 42 cm、動作周波数 f = 1.7 MHz です。媒体が一般的な軟組織であると仮定すると、その減衰係数αは01～30dBシチュー(cm・Mz)の範囲にあります。媒体の音速、密度、およびその他のパラメータは、関連する文献に従って取得されます。単一の影響因子としての減衰係数を研究するには、単一の周波数、つまり基本周波数のみを計算し、異なるα値でサウンドフォーカス領域の変化則を解析する必要があります。このため、式 では M=1 として一連の数値計算を行った。結果は、減衰の増加に伴い、つまりα = 0.3、13、23dB シチュー (cm・Mhz) の場合、-6dB 音響焦点領域の形状が長い楕円体から短い楕円体、およびその長軸 1 と短軸 1 に徐々に変化することを示しています。
2.それぞれ111、104、92です。焦点ゾーンの位置（音響軸上の位置）、後者の 2 つはトランスデューサの音響軸に沿って前者よりそれぞれ 30 mm と 65 mm 前にあります。同時に、焦点ゾーンの頭部 (トランスデューサーに近い端) は、その尾部 (トランスデューサーから遠い端) よりも「太い」です。
2 音の焦点範囲に対する高い音の強度によって引き起こされる非線形性の影響は同じであり、表面放射音圧は単一の要素として考慮され、その値はそれぞれ 44、73、4 MPa、α = 3dB シチュー (cm・MHz) です。高調波周波数の増加とともに媒体の減衰が急激に増加することを考慮すると、高調波の数はあまり多くする必要はありません。計算結果は、表面放射音圧が増加すると、減衰係数が変化する場合とは異なり、焦点ゾーンの位置と形状が変化することを示しています。これは非常に大きいですが、その変化の法則は似ています。つまり、後の 2 つの焦点エリアの位置は、それぞれ 16mm と 21mm 前方に移動します。 6dBの焦点エリアの長軸と短軸の比はそれぞれ119、116、113であり、焦点エリアの頭部も「太る」傾向があります。
3 音の焦点範囲に対する減衰と非線形性の複合効果。
上記 2 つの要素を同時に式 (3) に組み込んで計算します。図 3(a) と図 3(b) はそれぞれ、α=3dB シチュー (cm・MHz)、P' 0 =44MPa、α=2.3dB シチュー (cm・MHz)、P'0=44MPa であることを示しています。
減衰と非線形効果を同時に考慮した場合の焦点ゾーンにおける等音圧線の等高線が図の計算結果となります。両者を比較すると、合焦部の位置が8.4mm前方に移動し、合焦部の長径と短径の比が11.9から8.5に変化しています。減衰係数と非線形性による焦点ゾーンの変化傾向が同じであるため、全体の効果が強化されることがわかります。
結論は
この論文の理論的分析と計算結果は、次のことを示しています。高い音の強度と中程度の減衰は、音の焦点ゾーンの形状と位置に重要な影響を与えます。媒体の減衰係数が大きいほど、音の強度が高くなり（つまり、非線形性が強くなり）、音の焦点がトランスデューサーに近づきます。焦点フィールドの長軸と短軸の比も小さくなり、その形状は長い楕円体から短い楕円体に徐々に変化し、音の焦点領域の先頭が尾部に比べて「太」くなります。形状が「にんじん」になりやすい現象。上記の結論は、HIFU音場の音響焦点領域の変化則を定量的に分析するための基礎を提供し、音響焦点領域と損傷領域との関係をさらに研究する。
大型サンプルの音響反射率測定方法 水中音響材料単一ベクトル水中聴音器を備えた
水中音響材料の通常の音響反射係数の自由場広帯域測定を実現するために、単一ベクトル水中聴音器を測定システムのコア機器として使用し、パルス音響放射技術およびポスト逆フィルタ信号処理技術と組み合わせて、単一ベクトル水中聴音器に基づく単一ベクトル水中聴音器を提案する。直接音と反射音の効果的な分離を実現するベクトルハイドロフォン電子回転技術による、水中音響材料の水中音響材料の通常の音響反射係数の自由音場広帯域測定方法。測定システム誤差と受信信号の信号対雑音比が測定結果に与える影響について議論します。この方法には信号対雑音比に関する特定の要件がありますが、測定システム誤差の影響を受けません。実験的テストの結果は、次のことを示しています。ポスト逆フィルタリング処理を行わない実験的テストの結果と比較して、この記事で説明されている方法は測定性能を大幅に向上させますが、送信トランスデューサの低周波放射能力によって制限され、実験結果は 2.5 kHz 以上であり、理論値はよく一致しています。
音響反射係数は、水中音響材料の音響性能を特徴付ける重要なパラメータです。現在、水中音響材料の音響反射率の測定方法は、小サンプル実験室音響管法と大サンプル自由音場測定法に大別されます。大量のサンプルを含まないフィールド測定は、通常、大きな無響プールで実行されます。プール境界に消音材を敷いてプール境界の反射音を吸収することで、ハイドロフォンが受信する信号は直接音とサンプルの反射音のみになります。ただし、無響プールの下限の制限により、低周波マルチパスの影響は明らかです。さらに、自由磁場測定法はサンプルのエッジ回折効果によってほとんど干渉され、この干渉は低周波数帯域で特に深刻です。上記の問題を解決するために、衝撃音試験技術が水中音響材料の音響パラメータの測定に広く使用されています。これは、パルス音響信号を制御可能な波形で歪みなく送信するための重要なテクノロジーです。ただし、送信トランスデューサの伝達関数により、限られた測定スペースでのインパルス音響試験技術の低周波が制限されます。このため、Li Shuiらによって提案された広帯域パルス重畳法など、さまざまな補償法が提案されています。この方法では、逆フィルタリング技術を使用して送信トランスデューサの励起信号を前処理して送信トランスデューサの送信機能を補償し、送信トランスデューサから放射される信号が理想的な鋭いパルスとなり、測定の下限周波数を効果的に低減します。
上記の方法とは異なり、「ポスト逆フィルタリング技術」は、送信トランスデューサーの周波数応答を補償するという目的を達成するために、ハイドロフォンの受信側で信号を処理します。音響管に「ポストインバースフィルター技術」を採用し、広帯域な吸音率測定を実現 水中吸音材。この方法では、まず測定系の伝達関数を求め、次に観測信号を補正し、最後に補正された観測信号の振幅スペクトルを標準サンプルの反射信号の振幅スペクトルで割ることによりサンプルの音響反射係数を求め、さらに音響吸収係数を計算します。近年、ベクトルセンサは、表面インピーダンス法や音響インテンシティ法などの航空音響材料の音響パラメータの測定に応用され、成功を収めています。ベクトル水中聴音器は音場情報を同期して同じ点で拾うことができるため、信号処理後の空間が拡張され、音圧信号と振動速度信号の共同処理により特定の空間指向性が形成され、サンプルエッジの回折音に干渉する可能性があります。ある程度の抑制までは、従来の大きな音圧受信アレイを使用する必要がなくなり、測定システムの複雑さが軽減されます。同時に、ベクトルハイドロフォンの音圧と振動速度の複合処理の出力主最大方向を電子回転技術により所定の方向に向けることができ、直接音と反射音の効果的な剥離が容易になります。さらに、ベクトルハイドロフォンは、低周波の指向性が良く、等方性ノイズに強いという利点もあります。したがって、従来の音圧ハイドロフォンと比較して、ベクトルハイドロフォンを使用して材料の音響反射係数をテストすることには、いくつかの利点があります。この論文では、大きな自由音場サンプルを使用した水中音響材料の垂直音響反射係数の広帯域測定方法を紹介します。この方法では、単一のベクトルハイドロフォンを測定システムの中核装置として使用し、パルスアコースティックエミッション技術とポストインバースフィルタリング技術を組み合わせて信号波形の歪みを抑制し、サンプルエッジ回折音とマルチパス干渉音を時間領域で除去し、その後、ベクトルハイドロフォンの電子回転技術により直接音と反射音を効果的に分離し、最終的にサンプルの常音反射係数を両者を除算して取得します。
1 測定プロセス
この方法の測定原理を説明するために、測定プロセスを説明しながら、関連する式の導出とシミュレーション結果を示します。
1.1 測定システムの伝達関数の特定と逆フィルタ設計 サンプルをテストする前に、まず測定システムの伝達関数を取得する必要があります。従来の音圧ハイドロフォンとは異なり、ベクトルハイドロフォンには音圧チャンネルと振動速度チャンネルが含まれているため、ベクトルハイドロフォンの各測定チャンネルの伝達関数を同時に取得する必要があります。測定中、理想的なパルス信号は送信トランスデューサーを介して水媒体に放射され、水圧音響チャネルを介して受信点に送信され、最後にベクトル水中聴音器によって受信され、コレクターによって収集されます。したがって、測定システムは信号送信系、水中音響チャネル、信号受信系の 3 つの部分に分けることができます。音圧チャネルを例として、受信信号モデルを図 1 に示します。
図 1 では、s(f) は送信信号スペクトル、T(f)、Hp(f)、R(f) はそれぞれ送信システム、音圧水音響チャネル、信号受信システムの伝達関数、N(f) は背景雑音スペクトル、Y(f) は測定システムの出力信号スペクトルです。ポスト逆フィルタリング手法は、測定システムの伝達関数が既知である場合に、T(f) と R(f) を補償する逆フィルタを設計することです。音圧チャネルを例として、測定システムの伝達関数同定の基本原理を説明します。方法 1 信号送信系と信号受信系全体、つまり H(f) = T(f) + R(f) を考えます。入力信号は x(t)、システム出力信号は y(t)、バックグラウンド ノイズは n(t)、Y(f) = H(f) X(f) + N(f) (1) ここで、X(f)、Y(f)、N(f) はそれぞれシステム入力信号 x(t)、システム出力信号 y(t)、バックグラウンド ノイズ n(t) のフーリエ変換です。計算後の H(f) の推定値は次のようになります。 ^H(f) =Gxy(f)Gxx(f) (2) ここで、Gxy(f) はシステムの入力信号と出力信号のクロスパワー スペクトル、Gxx( f) はシステムの入力信号の自己パワー スペクトルです。
前述の測定システム識別方法に加えて、擬似ランダムシーケンス識別技術も使用できます。方法 2 測定システムの入力信号 x(t) が擬似ランダム シーケンス (MLS シーケンス) であり、システムの出力信号が y(t) であると仮定します。明らかに、 y(t) = x(t) * h(t) (3) ここで、 * は畳み込みを意味し、h(t) はシステムの単位インパルス応答関数です。システムの入力信号と出力信号の間の相関関数を計算します。 rxy = ∫x(τ) y(τ-t) dτ = h(t) * rxx(t) (4) ここで、rxy はシステムの入力と出力間の相互相関です。 関数、rxx は入力信号の自己相関関数です。 MLS シーケンスはより優れた自己相関特性、つまり rxx(n) = δ(n)-1L + 1 を備えているためです。ここで、L = 2m-1 はシーケンスの長さ、m は擬似ランダム シーケンスの次数です。システム単位のインパルス応答関数 ^h(t) の推定値 ^h(t) ≈ rxy (6) であることが容易にわかります。さらにフーリエ変換すると、測定系のシステム伝達関数の推定値 ^H(f) を得ることができます。 ^H (f) を取得した後、周波数領域で逆フィルター H-1( f) を Hpost( f) =^H( f)| として設計します。 ^H(f) | 2 + q( 7) ここで、Q は正規の数で、通常は | の最大値の 1% です。 ^H(f) | 2. シミュレーション条件 1 送信トランスデューサとハイドロフォンを同じ深さの無響プールに設置し、両者間の距離は 1 m、送信信号は 16 次の MLS シーケンスです。方法 1 と方法 2 はそれぞれシステムを識別するために使用されます。比率は 10、20、30 dB です。異なる信号対雑音比での 2 つの方法の伝達関数の同定結果の長所と短所を評価します。シミュレーションでは、システムの単位インパルス応答関数は、中心周波数 1、2、4、および 8 kHz のガウス パルスを追加することによってシミュレートされます。
図 3 は、上記の条件下での測定システムの伝達関数の同定結果を示しています。この図から、この記事で説明した 2 つのシステム同定方法により、測定システムの伝達関数を効果的に取得できることがわかります。ただし、方法 1 には、信号対雑音比に関して特定の要件があります。信号対雑音比が 30 dB より大きい場合、識別結果は正確です。方法 2 のシステム識別結果は方法 1 のシステム識別結果よりも優れており、信号対雑音比が低い条件でも高精度の識別結果を得ることができます。これは、背景雑音が音源の励振信号と相関が小さいためであり、この方法は一定の耐雑音能力を持っているためです。以下は、本稿で説明した測定方法の有効性をシミュレーションと数値計算によって分析したものです。
1.2 観測データの処理
1) 観測データを取得します。の測定原理図を 水中音響トランスデューサーセンサー 図4に示します。 図中、riは直接音路、ベクトルハイドロホンからサンプルまでの距離をd、反射音路はri+2d、re=rs+rrは回折音路、rqはプール境界での反射音路、piは直接音、prは反射音、peはサンプル端での回折音、pqは多方向干渉です。音。
送信トランスデューサの励起信号スペクトルを s(f) とし、媒体の特性インピーダンスを無視するとします。一般性を失うことなく、2 次元ベクトル水中聴音器で受信した信号の周波数領域表現は P( f) = s( f) · 1 + Rs( f) e－jωτr+ D( f) e－jωτe + Rq( f) e－jωτq Hpt( f)Vx( f) = s( f) · cos( θi) + Rs( f) e－jωτrcos( θr )+ D( f) e－jωτecos( θe) + Rq( f) e－jωτqcos( θq) Hvxt( f )Vy( f) = s( f) ・sin( θi) + Rs( f) e－jωτrsin( θr )+ D( f) e－jωτesin( θe) + Rq( f) e－jωτqsin( θq) Hvyt( f)(8) 式中、Rs(f)は音波の周波数と入射角に依存するサンプルの音響反射係数、D(f)はサンプルエッジ回折係数、Rq(f)はプール境界反射係数、τr、τe、τqはそれぞれ反射音、サンプルエッジ回折音、プール境界反射音と直接音の時間遅れです。 θi、θr、θe、θqはそれぞれ直接音、反射音、サンプルエッジ回折音、プール境界反射音です。音波の入射角Hpt(f)、Hvxt(f)、Hvxt(f)はそれぞれ測定系の各測定チャンネルの伝達関数を表します。
2) 測定システムの伝達関数の補償。設計した逆フィルタに対応するチャネル観測データの周波数スペクトルを乗算して、補償信号を求めます。周波数スペクトル Ppost(f)、Vxpost(f)、Vypost(f) は、 Ppost(f) ≈ s(f) ·1 + Rs(f) e－jωτr+ D(f) e－jωτe + Rq(f) e－jωτq Vxpost( f) ≈ s( f) ・cos( θi) + Rs( f) e－jωτrcos( θr )+ D( f) e－jωτecos( θe) + Rq( f) e－jωτqcos( θq) Vypost( f ) ≈ s( f) ・sin( θi) + Rs( f) e－jωτrsin( θr )+ D( f) e－jωτesin( θe) + Rq( f) e－jωτqsin( θq)
シミュレーション条件２ プールの深さは１０ｍ、発射振動子、ベクトルハイドロホン、試験サンプルの水深ｈは５ｍであると仮定する。送信トランスデューサーからサンプルまでの距離 H は 15 m、ベクトル水中聴音器からサンプルまでの距離 d は 10 cm、送信信号はバターワース パルス音響信号、信号帯域幅は 500 ～ 10 kHz、サンプリング周波数 fs = 131 072 Hz、信号対雑音比は 30 dB です。音圧チャンネルを例として、ポスト逆フィルター補償の有効性を検証します。シミュレーションでは、テストされるサンプルは、厚さ 0.006 m、幾何学的サイズ 1 m × 1 m のアルミニウム板です。サンプルのエッジ回折係数は、ローパス フィルターを使用してシミュレートされます。
図 5 は、音圧チャンネルのポスト逆フィルターの補償効果を示しています。この図は、補償後の信号波形がより規則的で滑らかであることを示しています。これにより、測定システムの伝達関数によって引き起こされる信号歪みが効果的に抑制され、エッジ回折音などの干渉が除去されます。
3) 妨害音を除去します。測定システムの配置パラメータに従って反射音、サンプル回折音、およびプール境界反射音の時間遅延を計算し、式(9)の逆フーリエ変換を実行して時間領域信号を取得し、有効な信号をインターセプトするウィンドウを追加してフーリエリーフ変換を実行すると、Pc( f) = s( f) [1 + Rs( f) e－jωτr] が得られます。
Vx c( f) = s( f) [cos( θi) + Rs( f) e－jωτrcos( θr)]
Vy c( f) = s( f) [sin( θi) + Rs( f) e－jωτrsin( θr)] ここで、Pc(f)、Vxc(f)、Vyc(f) はそれぞれ各チャネルの信号スペクトルです。直接音と反射音を分離し、サンプルの音響反射係数を求めます。ベクトルハイドロホンの誘導方位を ψ とし、計算された合成粒子速度 Vc を Vc( f) = Vxc( f) cos( ψ) + Vyc( f) sin( ψ) とします。 (11) まず、誘導方位を送信機に向けます。ψ = 0 として、共通項 s( f) を省略して (p + vc) 2 結合処理を実行し、結合を取得します。処理出力 Ii を Ii = [Pc( f) + Vc( f)] 2ψ = 0 = 4 (12) 再び誘導方位をサンプルに向け、つまり ψ = π とし、(p + vc) 2 の結合処理を行い、結合処理出力 Ir = [Pc( f) + Vc( f)] 2ψ = π = 4 ［R2s( f) e－2jωτr］
2 測定誤差の分析
シミュレーション条件 3 測定システムのパラメータは変更せず、送信信号はバターワースパルス音響信号、信号帯域幅は 500 ～ 10 kHz です。サンプルエッジの回折効果とプール境界での反射音の影響を考慮せずに、信号対雑音比を議論します。 20、30、40dBの場合、周波数により測定結果が変化します。さまざまな信号対雑音比での測定結果と測定相対誤差曲線が示されています。この図から、測定相対誤差は周波数発振とともに減衰し、低周波数帯域は S/N 比に大きく影響されることがわかります。また、信号対雑音比が 20 dB の場合、測定結果の変化傾向は理論値と同じですが、測定結果の誤差は大きくなります。周波数帯域の測定誤差が大きいのは、音響反射係数が小さいためであり、小さな変動によって大きな相対誤差が生じる可能性があります。実際のテストでは、信号対雑音比に加えて、測定システムの配置誤差も測定結果に影響します。次のシミュレーションでは、測定システムの配置誤差の影響を分析します。シミュレーション条件 4 バックグラウンドノイズやサンプルエッジ回折などの干渉に関係なく、測定システムのパラメータは変更されません。音源からサンプルまでの距離 H はそれぞれ 5、10、15 m です。ベクトルハイドロフォンからサンプルまでの距離 d が 10 の場合について説明します。測定結果の at% 誤差。測定結果は、送信トランスデューサからサンプルまでの距離 H が異なり、ベクトルハイドロフォンからサンプルまでの距離 d に 10% の誤差がある場合に得られます。この図は、測定結果がベクトル水中聴音器とサンプルの間の距離の誤差の影響を受けないことを示しています。 H 測定結果は同時にはほとんど一致しません。実際のテストでは、測定プールの幾何学的サイズに応じて適切な H を選択するだけでよいことがわかります。シミュレーション条件 5 バックグラウンドノイズやサンプルエッジ回折による干渉に関係なく、測定システムのパラメータは変化しません。ベクトル水中聴音器からサンプルまでの距離 d はそれぞれ 5、10、15 cm、送信トランスデューサからサンプルまでの距離 H は 15 m です。送信トランスデューサからサンプルまでの距離 H に 1% の誤差がある場合の測定結果について議論します。測定結果は、ベクトルハイドロフォンからサンプルまでの距離 d が異なり、送信トランスデューサからサンプルまでの距離 H に 1% の誤差がある場合に得られます。図より、測定結果と理論値は周波数に対して同じ傾向を示しており、周波数が高くなるほど周波数が高いことがわかります。結果はより正確であり、この測定方法はベクトル水中聴音器とサンプルの間の距離の誤差の影響を受けません。
3 実験研究とデータ処理
測定システムのハードウェア構成ブロック図を図 11 に示します。システムはドライエンドとウェットエンドで構成されます。ドライエンドは主に、信号の生成、送信、取得に使用される任意の信号発生器、パワーアンプ、ベクトルハイドロフォン調整回路、信号コレクタなどで構成されています。ウェットエンドは主に、送信トランスデューサ、低周波二次元ベクトルハイドロフォン、およびサンプルを測定するサンプルで構成されます。ウェットエンドは 25 m × 15 m × 10 m の幾何学的サイズの無響プール内に配置され、サウンドセンターは水深 5 m に位置します。プールは6面で消音されており、吸音の下限は2kHzです。試験対象のサンプルは、幾何学的なサイズが 1m×1m×0.006m のアルミニウム板です。送信トランスデューサはプール上の車両の端に吊り下げられており、サンプルからの距離 H は 4.95 m です。試料は昇降回転装置に固定されており、測定中に試料を斜めに回転させたり、スムーズに三次元移動させることができます。ベクトルハイドロフォンはサンプルの前端に配置され、サンプルの表面からの距離 d は 5.5 cm です。送信トランスデューサは円筒音源であり、図 12 にその送信電圧応答曲線を示します。
図１２から、送信トランスデューサは２．５ｋＨｚ未満では放射能力が低いことが分かる。低周波二次元ベクトル水中聴音器の有効動作周波数帯域は 1 ～ 12 kHz です。展開中、ベクトル Vy チャネルはテスト対象のサンプルを指し、Vx はプールの壁を指します。まず、識別および測定するために 16 次の擬似ランダム シーケンスを送信します。
図 12 送信トランスデューサの送信電圧応答曲線
システム伝達関数と逆フィルタの設計。図 13 に、測定システムの伝達関数の同定結果を示します。図中、hp(f)、hvx(f)、および hvy(f) は、それぞれ測定システムの音圧チャネル、ベクトル Vx チャネル、および Vy チャネルの伝達関数の測定値です。 hpinv( f)、hvxinv(f)、および hvyinv(f) はそれぞれ、設計された逆フィルター伝達関数です。
図 13 から、ベクトル Vx チャネル伝達関数の識別結果が無効であることがわかります。これは、上記の展開状況では、ベクトル ハイドロホン Vx チャネルの「ピット」が音源に面しており、このチャネルによって受信される信号はプールのみであるためです。壁は音響信号を反射するため、システム識別結果は不正確になります。送信トランスデューサとトランスデューサの空間的な位置と方向を維持します。 ベクトル水中聴音器を 変更せずにサンプルを置き、500 ～ 12.5 kHz の帯域幅でバターワース パルス音響信号を送信します。図 14 は、ベクトル水中聴音器の各チャネルで受信された元のデータと変更された信号波形を示しています。図 14 から、逆フィルタ補正後の信号の時間領域波形が規則的になり、エネルギーがより集中していることがわかります。次に、測定システムの空間レイアウトパラメータに従って、サンプルエッジからの直接音と反射音回折音の時間遅延を計算し、有用なデータを遮断するウィンドウを追加して、図15に示すようにサンプルの法線音反射係数を計算します。
図 15 に補正前と補正後の測定結果を示します。未補償の測定系の伝達関数の測定結果は誤差が大きく、ほとんど無効であることがわかります。逆フィルタ処理後の測定精度は大幅に向上します。周波数が 2.5kHz より大きい場合、逆フィルタ補正後の測定誤差は小さく、2.5kHz 未満の測定結果は誤差が大きくなります。その理由は、送信トランスデューサの低周波伝送能力が限られており、信号の低周波成分が背景雑音に埋もれてしまい、測定結果が悪くなるためです。
4 結論
本稿では、単一ベクトル水中聴音器に基づいて水中音響材料の垂直音響反射係数を測定する方法を提案する。この方法はパルスを発生します。インパルス放射技術、ベクトル信号処理技術、およびポスト逆フィルタ技術を組み合わせて、ポスト逆フィルタ技術を介してベクトル水中聴音器を受信します。
データが補正され、測定システムの伝達関数によって引き起こされる信号歪みが抑制され、サンプルのエッジ回折音とマルチパスが時間領域で除去されます。信号干渉により測定精度が向上します。測定原理を理論的に推定し、数値計算やシミュレーションを通じて測定系誤差の影響を研究し、実験研究を実施します。数値計算とシミュレーションの結果は、この記事で説明した測定方法には信号対雑音比に関する特定の要件があることを示しています。不正確かつ無神経なシステム導入。実験結果は、この論文で説明した方法が水中音響材料の法線音響反射係数の自由音場大規模測定を効果的に実現できることを示していますが、送信トランスデューサの低周波放射能力の制限により、低周波測定誤差は比較的大きくなります。
