Metoda měření koeficientu akustické odrazivosti podvodních akustických materiálů jednovektorovým hydrofonem

Je objektivní studovat změny tvaru a geometrické polohy akustického ohniskového rozsahu konkávy sférický ultrazvukový měnič , kdy je intenzita zvuku vysoká a médium má velký útlum. Z hlediska fyzikální akustiky jsou analyzovány vlivy nelinearity a útlumů médií způsobených vysokou intenzitou zvuku na ohniskový rozsah zvuku a k provádění numerických simulačních výpočtů je použit lineární superpoziční algoritmus integrálu. Jak teoretická analýza, tak numerický výpočet ukazují, že s nárůstem intenzity zvuku a středního útlumu má geometrická poloha akustické ohniskové zóny milimetrový předstih podél akustické osy ve směru měniče; zároveň akustická ohnisková zóna Tvar se postupně měnil ze symetrického dlouhého elipsoidu na krátký elipsoid s 'tlustou hlavou a tenkým ocasem'.

 

Vysoká intenzita zvuku a střední útlum mají důležitý vliv na polohu a tvar ohniskové oblasti zvuku konkávního kulového měniče. Plná pozornost by měla být věnována přesnému umístění a kontrole dávkování zařízení HIFU, formulaci kontrolních standardů a dokonce i klinické aplikaci.

 

moje země učinila pozoruhodné průlomy ve vývoji a klinické aplikaci vysoce intenzivního zaostřeného ultrazvuku (zařízení vysoce intenzivního zaostřeného ultrazvuku (HIFU)). Aby se však skutečně dosáhlo přesného umístění a regulace léčebné dávky na zařízení, aby klinická léčba mohla dosáhnout ideálního účinku účinného usmrcení léze bez poškození okolních normálních tkání, stále existuje mnoho teoretických a technických problémů, které je třeba prostudovat a do hloubky vyřešit. Tuzemské i zahraniční experimentální studie o vzniku poškození HIFU v biologických tkáních ukázaly, že s nárůstem intenzity zvuku se poloha ohniskové zóny posouvá dopředu a postupně se mění z dlouhého elipsoidu na 'tvar pulce' nebo 'tvar kužele'. Zahraniční literatura sice v posledních letech učinila některá kvalitativní vysvětlení výše uvedeného jevu numerickým řešením rovnice nelineárního šíření akustických vln (rovnice KZK), ale postup výpočtu je komplikovaný a fyzikální vztah v procesu výpočtu nejasný. Z tohoto důvodu tento článek bere jako příklad konkávní sférický zaostřovací převodník a probírá problém studiem vlivu středního útlumu a charakteristik nelineárního šíření při vysoké intenzitě zvuku na ohniskový rozsah zvuku.

 

V naší předchozí práci jsme na základě Kirchhoffova difrakčního integrálu odvodili vyjádření akustického tlaku v libovolném bodě jednofrekvenčního zvukového pole za podmínky lineárního zvukového pole s konkávním sférickým zaostřovacím převodníkem s rovnoměrným vyzařováním na povrchu (také nazývaným For Rayleighovy body).

 

Z rozboru teorie nelineární akustiky, kdy je akustický tlak jednofrekvenční sinusové vlny vyzařované z povrchu měniče do prostředí dostatečně velký, se nazývá 'vlna s konečnou amplitudou', která se šíří určitou vzdáleností v médiu (tzv. nespojitá vzdálenost). ), tvar vlny bude zkreslen do pilovité vlny, kterou lze také považovat za rázovou vlnu. Kromě základní frekvence původní emise zahrnuje frekvenční spektrum této vlny také řadu vyšších harmonických. Jsou postupně generovány nepřetržitým pohlcováním energie ze základní vlny při šíření zvukových vln, tedy tkáňových harmonických v ultrazvukové medicíně. Amplitudový koeficient lze použít k popisu šíření harmonických vyšších řádů se vzdáleností šíření a vztahu změn energie během šíření.

 

Pilová vlna tvoří vzdálenost, jde tedy o bezrozměrnou veličinu odrážející vzdálenost šíření. Na základě toho jsme vypočítali křivku amplitudového koeficientu základní vlny a prvních 3 harmonických. Když se zvuková vlna šíří prostředím, klesá akustický tlak exponenciálně se vzdáleností, kterou lze vyjádřit ve formě. Pro obecné měkké tkáně je koeficient útlumu TM zhruba úměrný frekvenci. Pro zjednodušení výpočtu tento článek vyjadřuje koeficient útlumu každé harmonické složky jako kde α je systém zvukového útlumu zvukové vlny základní frekvence v biologických tkáních na jednotku vzdálenosti.

 

 

Mělo by zahrnovat absorpci zvuku a rozptyl tkáně. Po zvážení výše uvedených dvou faktorů (nelinearita a útlum) lze vyjádření akustického tlaku v zaostřeném zvukovém poli rozšířit do následující podoby: je vlnové číslo každé harmonické. Tento vzorec nazýváme lineární superpoziční algoritmus Rayleighova integrálu.

 

Výsledek:

 

1 Vliv středního útlumu na ohniskový rozsah zvuku. Parametry jednotkového konkávního kulového měniče použitého v tomto článku jsou: poloměr zakřivení R = 15 cm, poloměr apertury a = 42 cm, pracovní frekvence f = 1,7 MHz. Za předpokladu, že médium je obecná měkká tkáň, je jeho koeficient útlumu α v rozmezí 01-30 dB stew (cm·Mz). Rychlost zvuku, hustota a další parametry média jsou brány podle příslušné literatury. Aby bylo možné studovat útlumový koeficient jako jediný ovlivňující faktor, je třeba vypočítat a analyzovat pouze jeden kmitočet, jmenovitě základní kmitočet, a analyzovat zákon změny domény fokusu zvuku s různými hodnotami α. Z tohoto důvodu byla ve vzorci provedena řada numerických výpočtů s použitím M=1. Výsledky ukazují, že s rostoucím útlumem, tedy když α = 0,3, 13 a 23dB dušené maso (cm·Mhz), se tvar akustické ohniskové oblasti -6dB postupně mění z dlouhého elipsoidu na krátký elipsoid a jeho dlouhá osa1 a krátká osa .

 

2. Jsou 111, 104 a 92, v tomto pořadí. Poloha ohniskové zóny (poloha na akustické ose), poslední dvě jsou 30 mm a 65 mm před první podél akustické osy měniče. Zároveň je hlava ohniskové zóny (konec blízko snímače) více 'tučná' než její ocas (konec vzdálený od měniče).

 

2 Vliv nelinearity způsobené vysokou intenzitou zvuku na rozsah ohniska zvuku je stejný, akustický tlak povrchového záření je považován za jeden faktor a jeho hodnoty jsou 44, 73, 4 MPa aα = 3dB stew (cm·MHz). Vzhledem k tomu, že útlum média rychle roste s rostoucí harmonickou frekvencí, nemusí být počet harmonických příliš vysoký. Výsledky výpočtů ukazují, že: jak se zvyšuje akustický tlak povrchového záření, mění se poloha a tvar ohniskové zóny na rozdíl od změny koeficientu útlumu Je to tak velké, ale jeho měnící se zákon je podobný. To znamená, že pozice posledních dvou ohniskových oblastí jsou posunuty dopředu o 16 mm a 21 mm; poměr dlouhé a krátké osy ohniskové plochy 6dB je 119, 116 a 113 a hlava ohniska má také tendenci 'tloustnout'.

 

3 Kombinovaný účinek útlumu a nelinearity na rozsah ohnisek zvuku.

Výše uvedené dva faktory jsou současně začleněny do vzorce (3) pro výpočet. Obrázek 3(a) a obrázek 3(b) ukazují, že α=3dB dušené maso (cm·MHz), P'0=44MPa a a=2,3dB dušené maso (cm·MHz), P'0=44MPa

Při současném zohlednění útlumu a nelineárních efektů je výsledkem výpočtu na obrázku obrys čáry izo-zvukového tlaku v ohniskové zóně. Ve srovnání s těmito dvěma se poloha ohniskové zóny posunula dopředu o 8,4 mm a poměr hlavní a vedlejší osy ohniskové zóny se změnil z 11,9 na 8,5. Ukazuje, že trend změny ohniskové zóny způsobený koeficientem útlumu a nelinearitou je stejný, takže celkový efekt je posílen.

 

 

na závěr

Výsledky teoretické analýzy a výpočtů v tomto článku ukazují, že: vysoká intenzita zvuku a střední útlum mají důležitý vliv na tvar a polohu ohniskové zóny zvuku; čím větší je koeficient útlumu média, tím vyšší je intenzita zvuku (tj. silnější nelinearita) a zaostření zvuku Čím blíže je pole k měniči; poměr dlouhých a krátkých os ohniskového pole se také zmenšuje, to znamená, že se jeho tvar postupně mění z dlouhého elipsoidu na krátký elipsoid a hlava oblasti zvukového zaostření se stává 'tučnou' než ocas. Fenomén, tvar bývá 'mrkev'. Výše uvedené závěry poskytují základ pro kvantitativní analýzu zákona změny oblasti zaostření zvuku zvukového pole HIFU a dále studují vztah mezi oblastí zaostření zvuku a oblastí poškození.

 

Velký vzorek metoda měření koeficientu akustické odrazivosti podvodní akustické materiály s jediným vektorovým hydrofonem

 

Aby bylo možné realizovat širokopásmové měření normálního koeficientu akustického odrazu podvodních akustických materiálů ve volném poli, je jako základní vybavení měřicího systému použit jeden vektorový hydrofon v kombinaci s technologií pulzní akustické emise a technologií post-inverzního filtračního zpracování signálu, je navržen jednovektorový hydrofon založený na jednom vektorovém hydrofonu. Metoda širokopásmového měření ve volném poli normálního koeficientu akustického odrazu podvodního akustického materiálu podvodního akustického materiálu prostřednictvím technologie elektronické rotace vektorového hydrofonu k realizaci efektivního oddělení přímého zvuku a odraženého zvuku. Je diskutován vliv chyby měřicího systému a odstup signálu od šumu přijímaného signálu na výsledek měření. Tato metoda má určité požadavky na odstup signálu od šumu, ale není citlivá na chybu systému měření. Výsledky experimentálních testů ukazují, že: Ve srovnání s výsledky experimentálních testů bez zpracování post-inverzní filtrace metoda popsaná v článku výrazně zlepšuje výkon měření, ale je omezena schopností nízkofrekvenčního vyzařování vysílacího převodníku, experimentální výsledky jsou nad 2,5 kHz a teoretické hodnoty jsou v dobré shodě.

 

Součinitel akustického odrazu je důležitým parametrem, který charakterizuje akustický výkon podvodních akustických materiálů. V současné době lze metody měření koeficientu akustické odrazivosti podvodních akustických materiálů zhruba rozdělit na metodu laboratorních akustických trubic s malým vzorkem a metodu měření bez velkého vzorku bez pole. Měření velkého pole bez vzorku se obecně provádí ve velkém bezodrazovém bazénu. Položením tlumicích materiálů na hranici bazénu, které absorbují odražený zvuk okraje bazénu, je signál přijímaný hydrofonem pouze přímý zvuk a odražený zvuk vzorku. Vzhledem k omezení spodní hranice anechoického bazénu je však zřejmý nízkofrekvenční vícecestný efekt; kromě toho je metoda měření ve volném poli většinou rušena efektem okrajové difrakce vzorku a tato interference je zvláště závažná v nízkofrekvenčním pásmu. Za účelem řešení výše uvedených problémů se při měření akustických parametrů podvodních akustických materiálů široce používá technologie testování impulsního zvuku. Je to jeho klíčová technologie pro přenos pulzních akustických signálů s řiditelnými průběhy a bez zkreslení. Přenosová funkce vysílacího měniče však omezuje nižší frekvenci technologie testování impulsního zvuku v omezeném prostoru měření. Z tohoto důvodu byly navrženy různé kompenzační metody, jako je širokopásmová metoda superpozice pulzů navržená Li Shui et al. Tato metoda využívá technologii inverzní filtrace k předzpracování budícího signálu vysílacího převodníku pro kompenzaci přenosové funkce vysílacího převodníku, takže signál vyzařovaný vysílacím převodníkem je ideálním ostrým impulsem, který efektivně snižuje spodní mezní frekvenci měření.

 

Na rozdíl od výše uvedené metody zpracovává 'technologie post-inverzního filtrování' signál na přijímacím konci hydrofonu, aby bylo dosaženo účelu kompenzace frekvenční odezvy vysílacího měniče. V akustické trubici je použita 'technologie post-inverzního filtru' k dosažení širokopásmového měření koeficientu absorpce zvuku podvodní akustické materiály . Tato metoda nejprve získá přenosovou funkci měřicího systému, poté kompenzuje pozorovací signál a nakonec získá koeficient akustického odrazu vzorku dělením kompenzovaného spektra amplitud pozorovacího signálu standardním spektrem amplitudového signálu odrazu vzorku a dále vypočítá koeficient absorpce Zvukový koeficient. V posledních letech se vektorové senzory úspěšně uplatňují při měření akustických parametrů aeroakustických materiálů, jako je metoda povrchové impedance a metoda intenzity zvuku. Vektorový hydrofon může snímat informace o zvukovém poli synchronně a ve stejném bodě, čímž se rozšiřuje prostor zpracování signálu po signálu a společné zpracování signálů akustického tlaku a rychlosti vibrací může vytvořit určitou prostorovou směrovost, která může rušit difrakční zvuk okraje vzorku. Do určitého stupně potlačení není nutné používat konvenční velké pole pro příjem akustického tlaku, což snižuje složitost systému měření. Současně lze výstupní hlavní maximální směr kombinovaného zpracování akustického tlaku a rychlosti vibrací vektorového hydrofonu nasměrovat do předem určeného směru prostřednictvím technologie elektronické rotace, což usnadňuje efektivní loupání přímého zvuku a odraženého zvuku. Kromě toho má vektorový hydrofon také výhody dobré nízkofrekvenční směrovosti a odolnosti vůči izotropnímu šumu. Proto ve srovnání s tradičním hydrofonem s akustickým tlakem má použití vektorového hydrofonu k testování koeficientu odrazu zvuku materiálu určité výhody. Tento článek představuje širokopásmovou metodu měření normálního koeficientu akustické odrazivosti podvodních akustických materiálů s velkým vzorkem volného pole. Tato metoda využívá jediný vektorový hydrofon jako základní vybavení měřicího systému, kombinuje technologii pulzní akustické emise a technologii post-inverzního filtrování pro potlačení zkreslení tvaru vlny signálu, eliminuje zvuk ohybu okraje vzorku a vícecestný interferenční zvuk v časové doméně a poté prochází Technologie elektronické rotace vektorového hydrofonu realizuje efektivní oddělení přímého zvuku a odraženého zvuku a nakonec normální získaný koeficient odrazu dvou vzorku je rozdělen do dvou vzorků.

 

1 Proces měření

Abychom vysvětlili princip měření této metody a zároveň vysvětlili proces měření, jsou uvedeny související výsledky odvození vzorce a simulace.

 

1.1 Identifikace přenosové funkce a návrh inverzního filtru měřicího systému Před testováním vzorku je třeba nejprve získat přenosovou funkci měřicího systému. Na rozdíl od tradičního akustického hydrofonu obsahuje vektorový hydrofon kanál akustického tlaku a kanál rychlosti vibrací, takže přenosovou funkci každého měřicího kanálu vektorového hydrofonu je třeba získat současně. Během měření je ideální pulzní signál vyzařován do vodního média přes vysílací převodník a poté přenášen do přijímacího bodu přes hydroakustický kanál a nakonec přijímán vektorovým hydrofonem a shromažďován kolektorem. Proto lze měřicí systém rozdělit do tří částí, a to na systém přenosu signálu, podvodní akustický kanál a systém příjmu signálu. Vezmeme-li jako příklad kanál akustického tlaku, model přijímaného signálu je znázorněn na obrázku 1.

Na obrázku 1 je s(f) spektrum přenášeného signálu, T(f), Hp(f) a R(f) jsou přenosové funkce vysílacího systému, hydroakustického kanálu akustického tlaku a systému příjmu signálu a N(f) je spektrum šumu pozadí, Y(f) je spektrum výstupního signálu měřicího systému. Technikou post-inverzního filtrování je navrhnout inverzní filtr pro kompenzaci T(f) a R(f), když je známa přenosová funkce měřicího systému. Vezměme si jako příklad kanál akustického tlaku pro ilustraci základního principu identifikace přenosové funkce měřicího systému. Metoda 1 Uvažujme systém pro přenos signálu a systém pro příjem signálu jako celek, tj. H(f) = T(f) + R(f). Vstupní signál je x(t), výstupní signál systému je y(t), šum pozadí je n(t), Y(f) = H(f) X(f) + N(f) (1), kde X(f), Y(f) a N(f) jsou Fourierova transformace vstupního signálu systému x(t), výstupní signál systému y(t) a šum pozadí n(t). Po výpočtu je odhadovaná hodnota H(f) ^H(f) =Gxy(f)Gxx(f) (2), kde Gxy(f) je spektrum křížového výkonu vstupního signálu a výstupního signálu systému a Gxx(f) je spektrum vlastního výkonu vstupního signálu systému.

 

Kromě výše uvedených způsobů identifikace měřicího systému lze také použít techniky identifikace pseudonáhodné sekvence. Metoda 2 Předpokládejme, že vstupní signál x(t) měřicího systému je pseudonáhodná sekvence (MLS sekvence) a výstupní signál systému je y(t). Je zřejmé, že y(t) = x(t) * h(t) (3) kde , * znamená konvoluci, h(t) je funkce jednotkové impulsní odezvy systému. Vypočtěte korelační funkci mezi vstupním signálem a výstupním signálem systému, rxy = ∫x(τ) y(τ-t) dτ = h(t) * rxx(t) (4) kde rxy je vzájemná korelace mezi vstupem a výstupem funkce systému, rxx je autokorelační funkce vstupního signálu. Protože sekvence MLS má lepší autokorelační charakteristiky, to znamená rxx(n) = δ(n)-1L + 1 . kde L = 2m-1 je délka sekvence a m je řád pseudonáhodné sekvence. Je snadné vidět, že odhadovaná hodnota funkce impulsní odezvy systémové jednotky ^h(t) je ^h(t) ≈ rxy (6) Další Fourierovou transformací lze získat odhadovanou hodnotu ^H(f) systémové přenosové funkce měřicího systému. Po získání ^H (f) navrhněte inverzní filtr H-1(f) ve frekvenční oblasti jako Hpost(f) =^H(f)| ^H(f) | 2 + q( 7) kde , Q je normální číslo, obecně 1 % maximální hodnoty | ^H (f) | 2. Podmínky simulace 1 Vysílací převodník a hydrofon jsou umístěny v bezodrazové nádrži ve stejné hloubce, vzdálenost mezi nimi je 1 m a vysílaný signál je sekvence MLS 16 řádu. Způsob 1 a způsob 2 se používají k identifikaci systému. Poměry jsou 10, 20 a 30 dB. Posuďte klady a zápory výsledků identifikace přenosových funkcí obou metod při různých poměrech signálu k šumu. V simulaci je funkce jednotkové impulsní odezvy systému simulována přidáním Gaussových impulsů se středními frekvencemi 1, 2, 4 a 8 kHz.

 

Obrázek 3 ukazuje výsledky identifikace přenosové funkce měřicího systému za výše uvedených podmínek. Z obrázku je vidět, že dvě metody identifikace systému popsané v tomto článku mohou efektivně získat přenosovou funkci měřicího systému. Nicméně metoda 1 má určité požadavky na poměr signálu k šumu. Když je odstup signálu od šumu větší než 30 dB, je výsledek identifikace přesný. Výsledek identifikace systému podle metody 2 je lepší než u metody 1 a výsledky identifikace s vysokou přesností lze stále získat za podmínek nízkého odstupu signálu od šumu. Je to proto, že šum pozadí má malou korelaci s budícím signálem zdroje zvuku, takže tato metoda má určitou protihlukovou schopnost. Následuje analýza účinnosti metody měření popsané v tomto článku prostřednictvím simulace a numerického výpočtu.

 

1.2 Zpracování dat z pozorování

1) Získejte pozorovací data. Schéma principu měření podvodní akustický snímač snímače  je znázorněno na obrázku 4. Na obrázku je ri přímá dráha zvuku a vzdálenost od vektorového hydrofonu ke vzorku je d, dráha odraženého zvuku je ri + 2d, re = rs + rr je ohybová dráha zvuku, rq je dráha odraženého zvuku na hranici bazénu, pi je přímý zvuk, pr je odražený zvuk, pqffrac je dráha vzorku, pq je vícenásobná dráha zvuku rušivý zvuk.

 

Předpokládejme, že spektrum budícího signálu vysílacího měniče je s(f) a charakteristická impedance média je ignorována. Bez ztráty obecnosti je vyjádření signálu přijímaného dvourozměrným vektorovým hydrofonem ve frekvenční oblasti P(f) = s(f) · 1 + Rs(f) e－jωτr+ D(f) e－jωτe + Rq(f) e－jωτq Hpt(f)Vx(f)(co) = s(f) e－jωτrcos( θr )+ D( f) e－jωτecos( θe) + Rq( f) e－jωτqcos( θq) Hvxt( f )Vy( f) = s( f) ·sin( θi) (θe－ Rs( j)+τ) f) e－jωτesin( θe) + Rq(f) e－jωτqsin( θq) Hvyt(f)(8) Ve vzorci je Rs(f) koeficient akustického odrazu vzorku, který závisí na frekvenci zvukové vlny a úhlu dopadu, D(f) je difrakční koeficient okraje vzorku,τf koeficient je pool,τf a koeficient t = pool,τf τq jsou časová zpoždění odraženého zvuku, zvuku s okrajovou difrakcí vzorku a zvuku odrazu na hranici bazénu a přímého zvuku. θi, θr, θe a θq jsou přímý zvuk, odražený zvuk, zvuk z okrajové difrakce vzorku a zvuk z odrazu hranice bazénu, v tomto pořadí Úhel dopadu zvukové vlny, Hpt(f), Hvxt(f) a Hvxt(f), v tomto pořadí představují přenosovou funkci každého měřicího kanálu měřicího systému.

 

2) Kompenzace přenosové funkce měřicího systému. Vynásobte navržený inverzní filtr frekvenčním spektrem odpovídajících dat pozorování kanálu, abyste získali kompenzovaný signál. Frekvenční spektrum Ppost(f), Vxpost(f) a Vypost(f) jsou Ppost(f) ≈ s(f) ·1 + Rs(f) e－jωτr+ D(f) e－jωτe τe－jωτe －jωτe －jωτe －jωτe －jωτe －jωτe －jωτe －jωτe －jωτe －jωτe －jωτe + Rq)j(f)≈ s( f) · cos( θi) + Rs( f) e－jωτrcos( θr )+ D(f) e－jωτecos( θe) + Rq( f) e－jωτqcos( θq) Vypost( f) ·(s)i) s( R) e－jωτrsin( θr)+ D(f) e－jωτesin(θe) + Rq(f) e－jωτqsin(θq)

 

Simulační podmínka 2 Předpokládejme, že hloubka bazénu je 10 m, spouštěcí snímač, vektorový hydrofon a hloubka vody h vzorku, který má být testován, jsou 5 m. Vzdálenost H od vysílacího měniče ke vzorku je 15 m, vzdálenost d od vektorového hydrofonu ke vzorku je 10 cm, vysílací signál je Butterworthův pulzní akustický signál, šířka pásma signálu je 500-10 kHz, vzorkovací frekvence fs = 131 072 Hz a odstup signálu od šumu 30 dB. Vezměte si kanál akustického tlaku jako příklad pro ověření účinnosti post-inverzní kompenzace filtru. V simulaci je zkoušeným vzorkem hliníková deska o tloušťce 0,006 m a geometrické velikosti 1 m×1 m. Hranový difrakční koeficient vzorku je simulován pomocí dolnopropustného filtru.

Obrázek 5 ukazuje kompenzační účinek post-inverzního filtru kanálu akustického tlaku. Obrázek ukazuje, že průběh signálu po kompenzaci je pravidelnější a plynulejší, což účinně potlačuje zkreslení signálu způsobené přenosovou funkcí měřicího systému a pomáhá eliminovat rušení, jako je okrajový difrakční zvuk.

 

3) Odstraňte rušivé zvuky. Vypočítejte časové zpoždění odraženého zvuku, vzorku difrakčního zvuku a odrazového zvuku na hranici bazénu podle parametrů nasazení systému měření a proveďte inverzní Fourierovu transformaci rovnice (9), abyste získali signál v časové oblasti, pak přidejte okno pro zachycení užitečného signálu a proveďte Fourierovu listovou transformaci, dostaneme Pc(f) = s(f) [1 + Rs(f) e－j

Vx c( f) = s( f) [cos( θi) + Rs( f) e－jωτrcos( θr)]

Vy c( f) = s( f) [sin( θi) + Rs( f) e－jωτrsin( θr)] kde Pc(f), Vxc(f) a Vyc(f) jsou v tomto pořadí Spektrum signálu každého kanálu. Oddělte přímý zvuk a odražený zvuk a získejte koeficient odrazu zvuku vzorku. Předpokládejme, že vodicí azimut vektorového hydrofonu je ψ a vypočítaná rychlost složené částice Vc je Vc( f) = Vxc( f) cos( ψ) + Vyc( f) sin( ψ) (11) Nejprve nasměrujte naváděcí azimut k vysílači Nechť ψ = 0 a proveďte f (2) společné zpracování, spojte spojení, zpracujte společný člen (p + vc) výstup zpracování Ii jako Ii = [Pc( f) + Vc( f)] 2ψ = 0 = 4 (12) Znovu nasměrujte naváděcí azimut na vzorek, to znamená, nechejte ψ = π, a proveďte společné zpracování (p + vc) 2, abyste získali výstup společného zpracování Ir = [Pc( f) + Vc(r 2 = π) f) e－2jωτr］

 

2 Analýza chyb měření

Podmínka simulace 3 Parametry měřicího systému zůstávají nezměněny, přenášený signál je pulzní akustický signál Butterworth a šířka pásma signálu je 500 ~ 10 kHz. Bez uvažování difrakčního účinku okraje vzorku a vlivu odrazu zvuku na hranici bazénu je diskutován poměr signálu k šumu. Když je 20, 30 a 40 dB, výsledek měření se mění s frekvencí. Jsou zobrazeny výsledky měření a křivky relativní chyby měření při různých poměrech signálu k šumu. Z obrázku je vidět, že relativní chyba měření se tlumí s kmitáním frekvence a nízkofrekvenční pásmo je značně ovlivněno poměrem signálu k šumu; navíc, když je odstup signálu od šumu 20 dB, trend změny výsledku měření je stejný jako teoretická hodnota, ale výsledek měření má větší chybu; nízká Chyba měření velkého frekvenčního pásma je způsobena tím, že koeficient akustického odrazu je malý a malé kolísání může způsobit velké relativní chyby. Při skutečném testu bude mít na výsledky měření vliv kromě poměru signálu k šumu také chyba umístění měřicího systému. Následující simulace analyzuje dopad chyby umístění měřicího systému. Simulační podmínka 4 Parametry měřicího systému zůstávají nezměněny, bez ohledu na interferenci, jako je šum pozadí a difrakce okraje vzorku. Vzdálenost H od zdroje zvuku ke vzorku je 5, 10 a 15 m, v tomto pořadí. Diskutuje se, když vzdálenost d od vektorového hydrofonu ke vzorku je 10 Výsledek měření při % chyby. Výsledky měření jsou uvedeny, když je vzdálenost H od převodníku vysílače ke vzorku různá a vzdálenost d od vektorového hydrofonu ke vzorku má 10% chybu. Obrázek ukazuje, že výsledek měření není citlivý na chybu vzdálenosti mezi vektorovým hydrofonem a vzorkem; H Výsledky měření nejsou současně téměř shodné. Je vidět, že při samotné zkoušce je potřeba pouze zvolit vhodné H podle geometrické velikosti měřícího bazénu. Podmínka simulace 5 Parametry měřicího systému zůstávají nezměněny, bez ohledu na interferenci od šumu pozadí a ohybu okraje vzorku. Vzdálenost d od vektorového hydrofonu ke vzorku je 5, 10, respektive 15 cm a vzdálenost H od vysílacího převodníku ke vzorku je 15 m, diskutujte o výsledcích měření, když je ve vzdálenosti H od převodníku vysílače ke vzorku chyba 1 %. Výsledky měření jsou dány, když je vzdálenost d od vektorového hydrofonu ke vzorku různá a vzdálenost H od vysílacího snímače ke vzorku má 1% chybu. Z obrázku je vidět, že výsledek měření a teoretická hodnota mají stejný trend s frekvencí a čím vyšší frekvence, tím vyšší frekvence. Výsledek je přesnější a tato metoda měření není citlivá na chybu vzdálenosti mezi vektorovým hydrofonem a vzorkem.

3 Experimentální výzkum a zpracování dat

 

Blokové schéma složení hardwaru měřicího systému je znázorněno na obrázku 11. Systém se skládá ze suché části a mokré části. Suchý konec se skládá hlavně z libovolného generátoru signálu, výkonového zesilovače, vektorového obvodu pro úpravu hydrofonu a sběrače signálu atd., které se používají pro generování, přenos a získávání signálu. Mokrá část se skládá hlavně z vysílacího převodníku, nízkofrekvenčního dvourozměrného vektorového hydrofonu a vzorku pro měření vzorku. Mokrá část je umístěna v bezodrazovém bazénu o geometrických rozměrech 25 m×15 m×10 m a zvukové centrum je umístěno 5 m pod vodou. Bazén je tlumen na šesti stranách a spodní hranice pohltivosti zvuku je 2 kHz. Testovaným vzorkem je hliníková deska o geometrické velikosti 1 m × 1 m × 0,006 m. Převodník vysílače je zavěšen na okraji vozidla nad bazénem a vzdálenost H od vzorku je 4,95 m. Vzorek je upevněn na zvedacím a otočném zařízení a vzorek lze během měření otáčet pod úhlem a plynule posouvat ve třech rozměrech. Vektorový hydrofon se umístí na přední konec vzorku a vzdálenost d od povrchu vzorku je 5,5 cm. Vysílací měnič je válcový zdroj zvuku a obrázek 12 ukazuje jeho křivku odezvy přenosového napětí.

 

Z obr. 12 je vidět, že vysílací měnič má špatnou vyzařovací schopnost pod 2,5 kHz. Efektivní pracovní frekvenční pásmo nízkofrekvenčního dvourozměrného vektorového hydrofonu je 1 ~ 12 kHz. Během rozmístění ukazuje vektorový kanál Vy na vzorek, který má být testován, a Vx ukazuje na stěnu bazénu. Nejprve přeneste pseudonáhodnou sekvenci 16 řádů k identifikaci a měření.

 

Obrázek 12 Křivka odezvy vysílacího napětí vysílacího převodníku

 

Přenosová funkce systému a návrh inverzního filtru. Obrázek 13 ukazuje výsledky identifikace přenosové funkce měřicího systému. Na obrázku jsou hp(f), hvx(f) a hvy(f) naměřené hodnoty přenosové funkce kanálu akustického tlaku, vektorového kanálu Vx a kanálu Vy měřicího systému; hpinv(f), hvxinv(f) a hvyinv(f) jsou navržená inverzní přenosová funkce filtru.

Z obrázku 13 je vidět, že výsledek identifikace přenosové funkce vektorového Vx kanálu je neplatný. Je to proto, že ve výše uvedené situaci nasazení je 'jáma' kanálu Vx vektorového hydrofonu obrácena ke zdroji zvuku a signál přijímaný tímto kanálem je pouze bazén. Stěna odráží akustický signál, takže výsledek identifikace systému je nepřesný. Dodržujte prostorovou polohu a orientaci vysílacího převodníku a vektorový hydrofonní převodník beze změny, odložte vzorek a vyšlete Butterworthův pulzní akustický signál o šířce pásma 500 až 12,5 kHz. Obrázek 14 ukazuje původní data a upravené průběhy signálu přijaté každým kanálem vektorového hydrofonu. Z obrázku 14 je vidět, že průběh signálu v časové oblasti po korekci inverzním filtrem se stává pravidelným a energie je koncentrovanější. Poté vypočítejte časové zpoždění přímého zvuku a odraženého zvuku ohybu zvuku od okraje vzorku podle parametrů prostorového uspořádání měřicího systému a přidejte okna pro zachycení užitečných dat a vypočítejte normální koeficient odrazu zvuku vzorku, jak je znázorněno na obrázku 15.

Obrázek 15 ukazuje výsledky měření před a po kompenzaci. Je vidět, že výsledek měření přenosové funkce nekompenzovaného měřicího systému má velkou chybu a je téměř neplatný. Přesnost měření se výrazně zlepšila po zpracování po inverzním filtru. Když je frekvence větší než 2,5 kHz, chyba měření po korekci post-inverzního filtru je malá a výsledek měření pod 2,5 kHz má velkou chybu. Důvodem je, že nízkofrekvenční přenosová schopnost vysílacího převodníku je omezená a nízkofrekvenční složky signálu jsou ponořeny do šumu pozadí, takže výsledek měření je špatný.

 

4 Závěr

Tento článek navrhuje metodu pro měření normálního koeficientu akustické odrazivosti podvodních akustických materiálů založenou na jediném vektorovém hydrofonu. Tato metoda bude pulzovat. Kombinace technologie impulsní emise, technologie zpracování vektorového signálu a technologie post-inverzního filtru, prostřednictvím technologie post-inverzního filtru pro příjem vektorového hydrofonu.

 

Data jsou kompenzována, zkreslení signálu způsobené přenosovou funkcí měřicího systému je potlačeno a zvuk okrajové difrakce a multicesta vzorku jsou eliminovány v časové oblasti. Rušení signálu zlepšuje přesnost měření. Princip měření je teoreticky odvozen, vliv chyby měřicího systému je studován pomocí numerických výpočtů a simulací a je prováděn experimentální výzkum. Výsledky numerického výpočtu a simulace ukazují, že metoda měření popsaná v tomto článku má určité požadavky na odstup signálu od šumu; Nepřesné a necitlivé nasazení systému. Experimentální výsledky ukazují, že metodou popsanou v tomto článku lze efektivně realizovat velkoplošné měření běžného koeficientu akustické odrazivosti podvodních akustických materiálů ve volném poli, ale vzhledem k omezení schopnosti vysílacího měniče vyzařovat nízkofrekvenční záření je chyba nízkofrekvenčního měření poměrně velká.